作原理。介紹反激式光伏微型并網(wǎng)逆變器的工作原理。詳細(xì)分析有源鉗位對(duì)逆變器輸出電流波形的影響，推導(dǎo)輸出電流的數(shù)學(xué)表達(dá)式，指出在某些時(shí)段會(huì)產(chǎn)生輸出電流的畸變。針對(duì)開(kāi)環(huán)控制方式不能抑制輸出電流畸變的問(wèn)題，提出采用輸出電流閉環(huán)的控制方式，改善輸出電流的波形質(zhì)量，降低諧波含量。采用變pi控制策略，保證了整個(gè)功率范圍內(nèi)逆變器的高質(zhì)量輸出電流波形。仿真并搭建一個(gè)230W的，與所示的單級(jí)式結(jié)構(gòu)相比，副邊開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力僅僅是單級(jí)式結(jié)構(gòu)的一半，電壓應(yīng)力的降低使得副邊開(kāi)關(guān)管具有更低的導(dǎo)通電阻，導(dǎo)通損耗也隨之減少。另外，變壓器副邊無(wú)需中心抽頭，可以減少變壓器的銅損，提高變壓器的利用率。

　　因此，單從提升效率方面來(lái)說(shuō)，準(zhǔn)單級(jí)式結(jié)構(gòu)比單級(jí)式結(jié)構(gòu)更有優(yōu)勢(shì)。

　　單級(jí)式有源鉗位反激式逆變器原理圖該結(jié)構(gòu)的前級(jí)和有源鉗位反激變換器具有一樣的硬件拓?fù)?，該電路在反激電路上加了一個(gè)鉗位電容C.和一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管Sa，通過(guò)C.儲(chǔ)存和回饋漏感能量，并且利用諧振實(shí)現(xiàn)功率管的軟開(kāi)關(guān)。后級(jí)是工作在工頻狀態(tài)下的全橋拓?fù)?，在半個(gè)工頻周期內(nèi)，對(duì)應(yīng)對(duì)角線上的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管一直導(dǎo)通，作用是將前級(jí)變換得到的饅頭波展開(kāi)成全周期的正弦波。

　　首先介紹傳統(tǒng)有源鉗位反激變換器的工作原理。提出的非互補(bǔ)控制策略，可以有效減少鉗位電容和漏感諧振產(chǎn)生的損耗，本文也采用這種非互補(bǔ)控制策略。

　　為了便于簡(jiǎn)化分析，我們假設(shè)變換器工作在DCM模式，并且在時(shí)刻副邊電流能夠下降到零。

　　電路的穩(wěn)態(tài)波形和各模態(tài)等效電路如和4所示。各個(gè)模態(tài)的工作情況如下詳述。

　　2時(shí)刻，輔助管的體二極管導(dǎo)通，副邊二極管也開(kāi)始導(dǎo)通，勵(lì)磁電感儲(chǔ)存的能量開(kāi)始傳遞到副邊。由于漏感儲(chǔ)存的能量無(wú)法傳遞到副邊，假設(shè)諧振回路沒(méi)有阻尼，則漏感能量將全部轉(zhuǎn)移到鉗位電容上。在這個(gè)階段，勵(lì)磁電流和漏感電流的差將被傳遞到副邊。當(dāng)漏感電流下降為零時(shí)，此模態(tài)結(jié)束。

　　模態(tài)4：在3時(shí)刻，漏感電流下降為零，輔助管的體二極管關(guān)斷。整個(gè)模態(tài)4期間，漏感電流始終為零，副邊二極管持續(xù)導(dǎo)通，勵(lì)磁電流線性下降，勵(lì)磁電感兩端被輸出電壓的反射電壓鉗位，主管的漏源極電壓等于輸入電壓加上反射電壓。

　　模態(tài)5：在4時(shí)刻，副邊電流下降到零，副邊整流二極管反向截止，漏感和主管的輸出電容形成諧振，這跟傳統(tǒng)DCM模式的反激變換器一致。

　　模態(tài)6：在（5時(shí)刻，開(kāi)通輔助管，勵(lì)磁電感和漏感兩端的電壓之和等于鉗位電容電壓，副邊整流二極管再次導(dǎo)通。在這個(gè)階段里，漏感電流和勵(lì)磁電流都反向加，但是漏感電流加得較快，兩者之差傳遞到副邊，鉗位電容儲(chǔ)存的漏感能量一部分釋放到副邊，一部分回到漏感中，為主管的ZVS開(kāi)通創(chuàng)造條件。

　　6時(shí)刻，輔助管關(guān)斷，漏感電流繼續(xù)給主管的輸出電容抽流。如果此時(shí)漏感儲(chǔ)存的能量大于主管輸出電容儲(chǔ)存的能量，副邊二極管將持續(xù)導(dǎo)通，漏感電流和勵(lì)磁電流之差將傳遞到副邊。當(dāng)漏感電流下降到和勵(lì)磁電流相等時(shí)，副邊整流二極管反向截止，勵(lì)磁電感和漏感一起給主管的輸出電容放電。

　　7時(shí)刻，主管的輸出電容電壓下降到零，其體二極管導(dǎo)通，為主管的零電壓開(kāi)通做好了準(zhǔn)備。

　　1.2有源鉗位對(duì)輸出波形的影響在光伏并網(wǎng)發(fā)電的應(yīng)用中，逆變器多采用電流源型輸出。設(shè)計(jì)反激式電流源逆變器的思想是將DCM或BCM模式下的反激變換器原邊電流峰值進(jìn)行正弦調(diào)制。如所示，不考慮有源鉗位引起的二次副邊電流，DCM模式下的反激逆變器采用峰值電流正弦調(diào)制，控制原邊的電流峰值包絡(luò)線（即電流基準(zhǔn)）呈正弦規(guī)律變化，副邊的電流峰值和平均值包絡(luò)線也會(huì)呈正弦規(guī)律變化。

　　設(shè)定電路的開(kāi)關(guān)周期為T(mén)dcm不變，在半個(gè)工頻周期內(nèi)，電流基準(zhǔn)可表示為值，即時(shí)刻的電流值。在非互補(bǔ)控制技術(shù)中，通常將輔助管的開(kāi)通時(shí)間設(shè)置為一個(gè)固定值，本文將其設(shè)定為rauxn.至此，在模態(tài)6中，副邊電流可以上升到的比較大值為在模態(tài)7中，當(dāng)漏感電流下降到等于勵(lì)磁電流時(shí)，副邊電流下降到零，這個(gè)時(shí)間約為漏感和開(kāi)關(guān)管輸出電容組成的諧振網(wǎng)絡(luò)諧振周期的1/4，設(shè)為tff2，計(jì)算這段電流的平均值如下：可知，副邊電流線性下降，下降時(shí)間可以表示為結(jié)合式（1）一（3），副邊電流下降時(shí)間為可以發(fā)現(xiàn)，在半個(gè)工頻周期內(nèi)，副邊電流下降時(shí)間不變。由此可以計(jì)算副邊電流的平均值為由于在半個(gè)工頻周期內(nèi)，反激變換器的輸出電容平均電流為零，反激的平均輸出電流也就是并網(wǎng)由式（7）可知，由鉗位電容釋放到副邊的平均電流仍然與電網(wǎng)電壓同相，理論上只會(huì)影響到輸出電流的幅值，而不會(huì)影響到輸出電流的相位。因此在這種情況下，有源鉗位工作方式不會(huì)引起輸出波形畸變。

　　以上分析過(guò)程中假設(shè)t5時(shí)刻副邊電流能夠下降到零，但是實(shí)際設(shè)計(jì)過(guò)程中，很難保證做到這一點(diǎn)。

　　因?yàn)樵谠O(shè)計(jì)之初，一般會(huì)根據(jù)副邊電流下降時(shí)間小于關(guān)斷時(shí)間這個(gè)條件來(lái)滿(mǎn)足DCM模式的要求，從而確定一個(gè)比較大占空比，進(jìn)而設(shè)計(jì)勵(lì)磁電感、鉗位電容等參數(shù)，比較終才能確定輔助管開(kāi)通的時(shí)間和死區(qū)時(shí)間。而輔助管的開(kāi)通時(shí)間和死區(qū)時(shí)間是包含在關(guān)斷時(shí)間內(nèi)的，留給副邊電流下降的時(shí)間就相應(yīng)減少了。但是，在確定某些參數(shù)之前，是很難確定輔助管的開(kāi)通時(shí)間和死區(qū)時(shí)間的，所以就很有可能會(huì)出現(xiàn)t5時(shí)刻副邊電流不能下降到零的情況。在占空比較大時(shí)，出現(xiàn)這種情況的概率更大。

　　當(dāng)出現(xiàn)t5時(shí)刻副邊電流不能下降到零的情況時(shí)，副邊電流的波形將會(huì)發(fā)生改變，如所示，本文對(duì)這個(gè)波形進(jìn)行分析。

　　八電流。由式（5）可知，并網(wǎng)電流呈正弦變化且與電網(wǎng)電壓同相。

　　實(shí)際上由于有源鉗位的影響，輸出電流將不會(huì)是所示純粹的三角波，而是所示由兩部分組成。仍然假設(shè)t5時(shí)刻副邊電流能夠下降到零，本文對(duì)輸出電流作如下分析。

　　在模態(tài)6這個(gè)階段里，漏感電流和勵(lì)磁電流的差將傳遞到副邊。在理想情況下，電路沒(méi)有損耗，通過(guò)鉗位容放電，漏感電流可反向加到正向比較大時(shí)刻副邊電流不能下降到零時(shí)的波形先計(jì)算t5時(shí)刻副邊的電流值，設(shè)為is?valey（tt），再設(shè)定輔助管與主管的死區(qū)時(shí)間為T(mén)dead（t8-t6），漏感電流由正向比較大下降到零的時(shí)間為7（3-1），這兩個(gè)值都是固定的，因此再計(jì)算副邊電流再次上升的比較大值：因此，總的輸出平均電流表達(dá)式為由式（12）可知，如果副邊電流在，5時(shí)刻之前尚未下降到零，副邊電流的平均值就不再與srn（rat）成線性關(guān)系，而且此時(shí)輸出電流會(huì)產(chǎn)生諧波。

　　2控制方式2.1開(kāi)環(huán)控制開(kāi)環(huán)控制方式主要利用DCM模式下反激變換器的電流源特性，只控制原邊電流，而不直接控制輸出電流，控制框圖如所示。該方法控制簡(jiǎn)單，在反激逆變器中得到廣泛的研究。但是根據(jù)上文的分析，開(kāi)環(huán)控制方式在發(fā)生，5時(shí)刻副邊電流不能下降到零的情況時(shí)，并不能抑制并網(wǎng)電流的畸變。2.2閉環(huán)控制為了減少5時(shí)刻副邊電流不能下降到零的情況時(shí)產(chǎn)生的電流畸變，本文提出了閉環(huán)控制策略，如在閉環(huán)控制作用下，并網(wǎng)電流的瞬時(shí)值將跟隨正弦基準(zhǔn)變化，因此無(wú)論反激逆變器副邊電流波形如何，只要閉環(huán)控制起作用，并網(wǎng)電流就是跟電網(wǎng)電壓同相的正弦波，將不會(huì)含有其它次諧波。

　　3仿真和。

　　表1.由可知，此時(shí)會(huì)有各奇次諧波出現(xiàn)，如果僅用開(kāi)環(huán)控制的話，會(huì)引起輸出電流的畸變。頻率/kHz時(shí)刻副邊電流尚未下降到零的時(shí)段副邊電流平均值的頻譜分析使用Psim9.0仿真軟件對(duì)有源鉗位反激逆變器進(jìn)行仿真，0為開(kāi)環(huán)控制下的并網(wǎng)電流、電網(wǎng)電壓和其中一路反激的副邊電流波形，由圖可知，當(dāng)占空比較大的時(shí)候，如果副邊電流在t5時(shí)刻不能下降到零，此時(shí)并網(wǎng)電流將會(huì)發(fā)生畸變，影響并網(wǎng)電流的質(zhì)量，與理論分析相符。

　　1為在閉環(huán)控制下，反激逆變器并網(wǎng)電流、電網(wǎng)電壓和其中一路反激的副邊電流仿真波形?？梢钥吹剑?dāng)占空比較大的時(shí)候，同樣也出現(xiàn)了副邊1閉環(huán)控制下電網(wǎng)電壓、逆變器輸出電流和反激副邊電流的仿真波形電流在t5時(shí)刻不能下降到零的情況，但是由于閉環(huán)控制的作用，并網(wǎng)電流將不會(huì)發(fā)生畸變，與理論分析相符。

　　2為在開(kāi)環(huán)控制下，反激逆變器的并網(wǎng)電流、電網(wǎng)電壓和其中一路反激的副邊電流?？梢?jiàn)在閉環(huán)控制下，輸出電流諧波含量得到有效抑制。

　　表2開(kāi)環(huán)和閉環(huán)控制下不同并網(wǎng)電流的THD值Tab.2THDvalueofdifferentgrid輸出電流THD/%輸出電流/mA開(kāi)環(huán)控制閉環(huán)控制比較高，達(dá)到94.2%，半載功率時(shí)效率在90%以上。半載功率以下，逆變器的效率下降比較明顯，這是因?yàn)榇判緭p耗、驅(qū)動(dòng)損耗等一些固有的損耗占總功率的比重逐漸加。提高半載功率以下效率的一個(gè)方法是，將兩路交錯(cuò)并聯(lián)的工作方式切換成單路工作。

　　的閉環(huán)控制系統(tǒng)，在MPPT邏輯中加入輸入電壓前饋，避免了直流母線電壓崩潰現(xiàn)象。采用MPPT技術(shù)在啟動(dòng)的時(shí)候進(jìn)行軟啟動(dòng)，在快速追蹤比較大功率的同時(shí)可減小啟動(dòng)沖擊電流，如5所示。

　　5逆變器軟啟動(dòng)過(guò)程率點(diǎn)。

　　4結(jié)論本文研究了一種采用輸出電流閉環(huán)控制的有源鉗位反激式光伏微型并網(wǎng)逆變器，理論分析、仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果都表明，該逆變器具有以下優(yōu)點(diǎn)：輸出電流閉環(huán)控制，有效減小了有源鉗位工作方式在開(kāi)環(huán)控制下引起的輸出電流畸變，很大程度上改善了逆變器并網(wǎng)電流的波形質(zhì)量。加入變參數(shù)PI控制，優(yōu)化了整個(gè)功率范圍內(nèi)的輸出波形質(zhì)量。

　　逆變器在保證輸出電流波形質(zhì)量的同時(shí)，仍然具有較高的轉(zhuǎn)換效率。

　　采用電壓前饋，避免了直流母線電壓崩潰而影響MPPT的追蹤精度。

　　逆變器具有比較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。

　　6電池板功率變化時(shí)逆變器的響應(yīng)情況